利用DC/DC开关调节器延长DSP系统的电池寿命 - 动态电压调节

http://www.analog.com/zh/content/dc-to-dc_switching_regulator_insights/fca.html

作者：Sridhar Gurram，Oliver Brennan，Tim Wilkerson

引言

长期以来，设计师一直面临着使MP3播放器、个人媒体播放器、数码相机和其它便携式消费电子设备满足高性能和低功耗的艰巨挑战。这些电池供电系统通常使用嵌入式数字信号处理器(DSP)，以便在处理多媒体应用时提供最大的处理能力，在睡眠模式时达到最小的功耗。电池寿命是手持式电池供电产品的首要指标，因此这些产品的成功与否与电源系统的效率直接相关。

DC/DC降压开关调节器是这种系统中的一个关键元件，能从较高电压(如4.5V)高效地得到较低的电压(比如1V)。作为一个调节器，它必须保持恒定的输出电压，并能快速响应上游供电或负载电流的变化。本文将讨论能够提供良好稳压、很高效率和快速响应的一种开关调节器架构。

开关调节器剖析

图1是使用低占空比、3MHz、同步降压转换器的典型应用电路。转换器采用固定电压配置连接，从5.5V的输入电压产生稳定的0.8V输出电压，并驱动300mA负载。后面将提供电阻可编程应用示例。

这里对图1电路的工作原理作简要介绍：在误差放大器中将直流输出电压的一部分与内部参考电压进行比较，比较输出结果再与电流检测放大器的输出进行比较，结果用于驱动单触发(one-shot)电路，这个电路的导通时间取决于V_OUT/V_IN比值。当单触发电路驱动上面的门控晶体管导通时，电感L1中的电流将急速上升。当单触发电路的定时器时间用完时，晶体管关断，电感L1中的电流快速下降。在经过由最小关断定时器和最小(“谷值”)电流决定的时间间隔后，单触发电路将再次被脉冲驱动。片上的单触发电路定时器采用了输入电压前馈技术来保持稳定状态下的恒定频率。

这种振荡将以不确定地频率——大约在3MHz，但会根据瞬时线路和负载变化作出必要的偏离，从而继续保持输出电压处于编程值，平均电感电流处于输出负载要求的值。

上述方法相对比较新颖。许多年来， DC/DC 转换的主要方法一直是恒定频率峰值电流方法，在用降压 DC/DC 转换器实现时也 称为后沿调制。有关后沿调制方法的描述，以及与上述恒定导通时间谷值电流模式转换器相比优缺点的评估，请参阅相关内容 。

像ADP2102这样的降压转换器还具有欠压闭锁、软启动、热关断、短路保护和±1%反馈精度等特性。这种架构允许主开关的导通时间低至或短于60ns。

图2显示了各种情况下的典型波形。图2a是低占空比的情况，压降比较大，从VIN=5.5 V到VOUT=0.8 V，负载电流ILOAD=600 mA。从图中可以看出，开关频率为3MHz时，最小导通时间可达45ns。

图2b显示了在负载电流以300mA阶跃增加时负载电流和电感电流的响应情况。

图2c显示了在负载电流以300mA阶跃减少时负载电流和电感电流的响应情况。

图2d显示当器件工作在50%的占空比时不存在次谐波振荡，这是使用峰值电流模式控制的器件时要考虑的一个因素。这种没有次谐波振荡的情况也适合占空比比50%稍大或稍小的场合。

DSP应用中的动态电压调整

在采用DSP的便携应用中，开关型转换器通常提供DSP的内核电压和I/O电压轨。这两种电源都要求专为电池应用设计的高效率DC/DC转换器。提供内核电压的调节器必须能够根据处理器的时钟速率或受软件的控制动态地改变电压。小的总体解决方案尺寸也很重要。下面描述在电池供电应用中可以实现的系统功效改进，方法是用外部高效率调节器替代处理器(如ADI公司的Blackfin®)的内部调节器。同时介绍用于外部调节器的控制软件。

动态电源管理

处理器的功耗与工作电压(V_CORE)的平方成正比，并与工作频率(F_SW)成线性也成正比关系。因此，降低频率将线性地降低动态功耗，而减小内核电压能使动态功耗呈指数式下降。

当DSP只是监视活动或等待外部触发，改变时钟频率（而不是供电电压）在功耗敏感的应用中是很有用的。但是在高性能的电池供电应用中，仅仅改变时钟频率也许无法节省足够多的功耗。像Blackfin等处理器和具有高级电源管理功能的其它DSP允许内核电压与频率协调改变，进而为每种情况找到最优的电池负载。处理器内的动态电压调节通常是利用内部电压控制器和外部MOSFET实现的。这种方法的优势在于DSP子系统可以使用单电压(VDDEXT)，DSP从MOSFET得到必要的内核电压(VDDINT)。内部寄存器允许调整后的内核电压受软件控制，以便协调MIPS及能耗，最终实现最长的电池寿命。

为了完全实现这种内部处理器的稳压方案，需要使用一个外部MOSFET、一个肖特基二极管、一个大的电感和多个输出电容——这是相对比较昂贵、效率低下的解决方案，而且所占PCB面积较大。这种集成调节器要求使用大电感和大电容，这与消费者想要的尽可能小型的便携设备相矛盾。而且集成的稳压控制器效率比较低——典型值是50%至70%，这种方法对高性能手持式电池供电应用来说并不是最优的。

外部稳压

通过使用现代DC/DC开关转换器，这种处理器集成方法的固有效率可以提高到90%或以上。当使用外部调节器时，外部元件的体积也可以显著缩小。

目前已有许多种动态电压调节(DVS)控制方案，从开关式电阻——在某些情况下可以用DAC实现——到脉宽调制(PWM)，后者的调整粒度可以与内部方法一样精细。不管是用哪种方案，都必须能通过软件控制改变稳压电平。尽管这种稳压控制方法是内部调节器方法所固有的，但必须增加到外部方法中。

本文介绍两种调整DSP内核电压的方法，这两种方法都是当处理器运行在时钟频率降低之时，使用一个同步DC/DC转换器(如ADP2102)将内核电压动态调整到1.2V至1.0V之间。

图3描述了DVS实现电路。在处理器板上的3.3V系统电源给降压转换器供电，通过外部电阻分压器R₁和R₂将降压转换器的输出电压设置在1.2V。改变反馈电阻可以将内核电压从1.2V调整到1.0V。N沟道MOSFET通过插入与R2并行的电阻R3改变分压器。IRLML2402的0.25Ω RDSon要小于R3。3.3V GPIO电压用于驱动MOSFET管栅极。前馈电容CFF可以用来获得更好的瞬态性能和负载调整率。

两级开关的一般应用要求是：
1. DSP内核电压 (V_OUT1) = 1.2 V 
2. DSP内核电压 (V_OUT2 ) = 1.0 V
3. 输入电压 = 3.3 V 
4. 输出电流 = 300 mA

高阻值电阻用来尽量减小电阻分压器上的功率损失。前馈电容可以减弱开关期间的栅极至漏极电容效应。使用较小的反馈电阻和较大的前馈电容可以使在此变换期间引起的过冲和下冲最小，只不过需要付出额外功耗。

图4显示了输出电流I_OUT、输出电压V_OUT和控制电压V_SEL。低的V_SEL电平将输出电压调节到1.0V，高的V_SEL电平将输出电压调节到1.2V。

还有一个为DVS产生两个不同电压的更简单方法，就是使用控制电压V_C并通过一个额外电阻向反馈网络注入电流。

调整控制电压的占空比可以改变平均直流电平。这样，单个控制电压和电阻就可以用来调整输出电压。

下列公式用来计算电阻R₂和R₃的值，以及控制电压幅度V_{C_LOW}和V_{C_HIGH}。

当V_OUT1 = 1.2 V、V_OUT2 = 1.0 V、V_FB = 0.8 V、V_{C_LOW} = 3.3 V、V_{C_HIGH} = 0 V和R₁= 49.9 kΩ时，可以得到R₂和R₃的值为：

这种方法可以产生更平滑的变换。能够驱动电阻负载的任何控制电压都可以用于这个方法，相比之下MOSFET开关方案只能使用可以驱动电容负载的控制信号源。这种方法可以实现任何输出电压组合和输出负载电流。这样，根据需要，可以通过调整内核电压来降低DSP功耗。图5给出了上述方案的实现电路。图6显示了使用这种电流注入方法后两个输出电压之间的变换。

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降压DC/DC转换器中采用恒定导通时间谷值电流模式控制方案的优势

恒定频率峰值电流控制方案从高输入电压产生低输出电压要使用到两个环路，即外部电压环路和内部电流环路。在控制信号和输出之间存在最小相移，因此只需简单的补偿。

测量流过NMOS主开关的电感电流的典型方法是，监视主开关导通时主开关上的电压降，或在主开关输入和漏极之间放置的串联电阻上的电压降。在电感电流检测期间，开关节点上的寄生参数在两种情况下都会造成振铃现象，因此在测量电感电流之前需要一段消隐时间。这样就缩短了主开关的导通时间以及在低占空比操作时的稳定时间。图A显示了电感电流和主开关上的电流检测信号，这个信号由消隐时间和导通时间组成。

图A：消隐时间表明了使用固定频率、峰值电流模式控制的降压转
换器中的主开关能达到的最小导通时间。

在低占空比工作期间，也就是说当输出与输入相比非常小时，主开关的导通一直是受内部时钟控制的，并且独立于反馈环路。这样就存在最小导通时间，从而限制主开关在更高开关频率下运行。另外，由于稳定时间的约束，脉冲不够宽，因此不可能检测到电流。消隐时间主导主开关的导通时间，因此几乎没有时间留给电流检测。在手机和媒体播放器等便携应用中，DSP内核需要达到0.9V的输出电压。为了尽量减小电感体积和总体方案尺寸，最好采用高开关频率。但是，使用这种控制方案后，很难使用高开关频率从较高的输入电压产生低占空比电压。

后沿调制控制的第二个局限性是瞬态响应较差。图B分别给出了响应负载电流正向改变和负向改变时的典型波形。在便携应用中，必须实现快速瞬态响应，同时使输出电容尺寸和成本最小。当输出端发生一个正向的负载电流阶跃时，输出响应的延时可能长达1个时钟周期。在发生负向的负载电流阶跃时，转换器强制形成一个最小宽度的高端导通时间，这个时间由电流控制环路的速度决定。这样，在负向的负载瞬态变化期间不可能实现最小的延时响应，而且会发生严重的过冲和下冲瞬态变化。在输出端必须增加额外电容以使这些过冲和下冲最小。

图B：采用峰值电流模式控制的正向和负向负载电流响应。

工作在固定频率的峰值电流控制转换器的第三个局限性是，在占空比大于50%时的不稳定性(图C)将导致产生次谐波振荡，进而使平均输出电流下降，输出电流纹波增加。当占空比大于50%时，电感电流的增加量(ΔIL1)将随时间不断增加，从而导致I2(ΔIL2)的更大增加。为了克服这个问题，需要采用斜率补偿或斜坡补偿，因此增加了设计的复杂性。通常是给电感电流检测信号增加一个外部斜坡。

图C：固定频率、峰值电流控制转换器在大于50%占空比时的不稳定问题。

这些问题可以使用恒定导通时间、谷值电流模式控制方案解决。这种方案也被称为前沿调制。在这种方案中，主开关的导通时间由设计加以固定，关断时间基于谷值电流检测信号进行调制。开关时间经调整等于导通时间加上关断时间。这种架构通过为主开关提供最小导通时间来实现高频工作，并从更高的输入电压轻松地产生低电压输出。

在低电压的DC/DC降压转换器中，主开关的导通时间只有10%，剩下90%是同步开关的导通时间。这使得低端开关电流的采样和处理比主开关电流要容易。

这时不再通过检测电感峰值电流来判断主开关电流，而是在主开关的关断时间内采样电感谷值电流。在谷值电流检测和恒定导通时间拓扑的共同作用下，环路延时减小了，从而实现了更快的瞬态响应。

Ray Ridley(进一步阅读3)曾演示过，在外部斜坡等于电流信号负斜率的恒定频率控制方案中，电流环路增益与恒定导通时间系统的电流环路增益是相同的。这样，对于恒定导通时间控制方案来说，环路增益将不随占空比而变化，因而保证了所有条件下的稳定性。而在恒定频率峰值电流控制方案中，环路增益随占空比增加而增加，如果所用的外部斜坡时间不够的话，将导致系统不稳定。

恒定导通时间、可变关断时间转换器克服了在占空比超过50%时与固定频率工作有关的不稳定问题，而且不需要斜率补偿。如果负载电流增加，在周期开始之前和周期最后的干扰保持相同，因此不管占空比如何变化，转换器都能保持稳定状态。这种架构没有固定时钟，因此斜率补偿是多余的。

恒定导通时间、谷值电流控制的一个重要优势是，能够限制降压转换器中的短路电流。当降压转换器短路输出和高端开关导通时，输出电压趋向于零，电感上的电压等于V_IN。在t_ON期间电感电流上升很快。电感放电时间t_OFF将增加，因为它取决于V_OUT/L，其中V_OUT实际上是短路电压。在电流下降到要求的谷值电流阈值前，高端开关不再导通。因此，在短路状态，这种控制机制只能提供固定的最大电流。

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